Ich verweise auf den YouTube Kanal von DJ3KJ: „Schau mal einer an“
der eine Fundgrube an wichtigen Informationen für Funkamateure und Technik Begeisterte ist.
Die Sammlung an nützlichen Videos zeigt das Interesse des Erstellers am Amateurfunk. Die einfachen, klaren Erklärungen und die mit viel Liebe erstellten Videos heben die Seite positiv, im Verhältnis zu einigen Polter Seiten, die nur gefährliches Halbwissen verbreiten, hervor.

Es wird deutlich, dass hier mit Sachverstand und Engagement gearbeitet wurde, um die vielen Fragen, auch gedienter Funkamateure, zu beantworten.

Eine Seite, die zeigt, wie viel Begeisterung und Leidenschaft im Amateurfunk stecken kann!

Die Seite kann leicht über eine Suchmaschine im Netz gefunden werden.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Der Amateur misst sein VSWR am Eingang der Antennenzuleitung. Interessant ist aber nur das VSWR am Fußpunkt der Antenne, um eine Aussage über den Anpassungszustand zwischen Antenne und Zuleitung zu ermöglichen.

Die Bestimmung der Verluste der verwendeten Zuleitung kann in einfacher Weise durch Messung des VSWR am Eingang bei Kurzschluss am Ende der Leitung ermittelt werden.

Beispiel:
Reflexionsfaktor am Eingang der Leitung sei
Γ = 0, 7, (VSWR = 1,857), Dämpfung der Leitung 3 dB.

Reflektierte Leistung am Eingang (Pr/Phin) dB = 10 log10 Γ^2 dB = 10 log10 (0,7^2) dB = −3,1 dB.

Die Leitung hat eine Dämpfung von 3 dB pro Weg, d.h. die reflektierte Leistung wurde zweimal gedämpft und zwar auf dem Hin- und Rückweg, daher ist die Gesamtdämpfung der Leitung 6dB.

Die reflektierten Leistung am Fußpunkt der Antenne wird dann P = – 3,1 dB – 6 dB = – 9,1 dB und der Reflexionsfaktor am Fußpunkt der Antenne
Γ^2 = 10 hoch Reflektierte Leistung /10 = 10 hoch
(- 9,11/10) = 0,123 und daraus der Betrag des Reflexionsfaktors am Fußpunkt der Antenne
Γ = Wurzel 0,123 = 0,35 bzw. das VSWR = 2,077.

Das VSWR am Fußpunkt der Antenne ist größer als am Eingang der Leitung, weil die Dämpfung der Leitung das VSWR zum Eingang der Leitung hin verbessert hat.
Aus diesem Reflexionsfaktor kann der Betrag des Antennenimpedanz berechnet werden und gibt einen Hinweis auf den Anpassungszustand zwischen Antenne und Zuleitung – nur für die eine Betriebsfrequenz.

Der Wellenwiderstand der Zweidrahtung sei 600 Ohm, mit der bekannten Beziehung Z Antenne = Zo (1 + |Gamma| / (1 – |Gamma|) wird der Betrag der Antennenimpedanz Z = 1246 Ω. Wird ein Koaxkabel verwendet, kann mit der oben beschriebenen Berechnung nur der Betrag der Eingangsimpedanz des verwendeten Balun bestimmt und nicht der Betrag der Antennenimpedanz.

Manche Stehwellen Messgeräte zeigen nicht nur das VSWR an, sondern auch den Real- und Imaginärteil einer Impedanz, dann kann mit diesen Werten die Impedanz der Antenne bestimmt werden, wenn deren Länge und der Verkürzungsfaktor bekannt sind. Die Kontrolle kann mit oben angeführter Rechnung überprüft werden, denn das Ergebnis muss den oben berechneten Betrag der Antennenimpedanz ergeben.

Der Total Loss berechnet sich zu TL = 10 log (a^2 – Γ^2 ) / a (1 – Γ^2) = 10 log (4 – 0.1225) / 2 (1 – 0,1225 ) = 3,44 dB. Bei einer Eingangsleistung von 500 W verbleiben für die Antenne Pout ≈ 227 W.

Wer mehr wissen will, sei auf den Beitrag: „Die Antenne macht die Musik“ verwiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

eines Empfängers ist die Fähigkeit, schwache Signale gerade noch verarbeiten zu können. Es ist der niedrigste Pegel eines Eingangssignals, den der Empfänger zuverlässig detektieren kann, ohne dass es durch das thermische Rauschen überdeckt wird.
Diese Empfindlichkeit wird in Bezug auf das Signal-Rausch-Verhältnis – SNR – und des Eingangsspannungspegels definiert und berechnet sich zu
Pmin = 10 ⋅ log10 (kTB) + NF + SNRmin.
Dabei ist kTB die thermische Rauschleistung die sich aus der Boltzmann-Konstante k = 1,38 10^-23 J/K, der Temperatur T in K und der Bandbreite B berechnet.

Beispiel:
Bandbreite 3 KHz, T = 290 K, die Rauschleistung des Generatorwiderstandes ist -139,2 dBm und mit einer Rauschzahl von von 5 dB, einem minimalen SNR von 10 dB wird die Grenzempfindlichkeit Pmin = -139,2 + 5 + 10 = -124,2 dBm.

Beispiel:
Bandbreite 8 Hz, T = 290 K, SNR = 0 dB, 50 Ohm wird die Grenzempfindlichkeit des Empfängers Pmin = −161,97 dBm.
Aus der Beziehung U = Wurzel (P ⋅ R) wird die Grenzempfindlichkeit in Volt
U = 5,63 Nanovolt unter idealen Bedingungen.

Das Beispiel zeigt die Vorteile von FT 8 und die Überlegungen hinter der Entwicklung digitaler Betriebsarten.

Die Rauschzahl F beschreibt das Verhältnis des Signal-Rausch-Verhältnisses – SNR – am Eingang eines Systems zu dem am Ausgang. Eine kleine Rauschzahl des Systems fügt dem System weniger Rauschen hinzu. Wird die Rauschzahl in dB angegeben, gilt: FdB = 10 ⋅ log10 (F) und hängt von der Frequenz ab, für die sie gemessen wird, und wird bei der Standard-Rauschtemperatur von 290 K angegeben – der Raumtemperatur.

Die Rauschzahl und die Rauschtemperatur eines Vierpols sind eng miteinander verbunden
Rauschtemperatur Te ist eine effektive Temperatur, die den Rauschbeitrag eines Vierpols charakterisiert. Sie wird berechnet aus der Rauschzahl:
Te = (F – 1) To mit To als Standard Rauschzahl, F – 1 wird als zusätzliche Fz bezeichnet.

Wer mehr wissen will, sei auf meinen Beitrag „Rauschmessungen“ verwiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Die Zugfestigkeit eines Drahtes ist σ = F / A. Für Kupfer und Aluminium ist diese zwischen 200 bis 400 MPa und reines Aluminium bei etwa 90 MPa, während Aluminiumlegierungen deutlich höhere Werte erreichen und zwischen 200 und 600 MPa liegt. Die tatsächlichen Werte können den Tabellen der Hersteller entnommen werden.
Jedenfalls muss die berechnete Zugspannung immer unterhalb der zulässigen liegen, damit der Draht nicht reißt, wobei die Windlast zu berücksichtigen ist. Viele rechnen noch mit kp = 9,81 N.

Beispiel:
Zugkraft 50 kp – 7,1 MHz:

Kupferdraht 1,5 Quadrat σ = 327,0 MPa, Rac ≈ 3,42 Ω / 10 m
Kupferdraht 2,5 Quadrat σ= 196,2 MPa, Rac ≈ 2,63 Ω / 10 m
Kupferdraht 4,0 Quadrat σ= 122,6 MPa, Rac ≈ 2,11 Ω / 10 m

Aludraht 1,5 Quadrat σ = 327 MPa, Rac ≈ 0,71 Ω / 10 m
Aludraht 2,5 Quadrat σ = 196,2 MPa, Rac ≈ 0,42 Ω / 10 m
Aludraht 4,0 Quadrat σ = 122,6 MPa, Rac ≈ 0,26 Ω / 10 m

Im Vergleich Alu: (7,1 MHz):

Querschnitt Rdc Rac
1,5 mm² 0,177 Ω 0,71 Ω / 10 m
2,5 mm² 0,106 Ω 0,42 Ω / 10 m
4,0 mm² 0,066 Ω 0,26 Ω / 10 m

Rac ist der Wechselstromwiderstand unter Berücksichtigung des Skin-Effektes bei der Frequenz 7,1 MHz, verantwortlich für die Verluste und Rdc der Ohmsche Widerstand bei Gleichstrom.

Die Windlast auf Draht- Antennen berechnet sich zu Fw = cw ⋅ A⋅ p mit cw = 1,2 Beiwert für runde Drähte, A die Fläche gleich Durchmesser × Länge für zylindrische Objekte und p = Winddruck, der sich berechnet zu p = ½ ⋅ ρ ⋅ v^2 wobei ρ = Luftdichte mit ca.1,225 kg/m³ bei Normalbedingungen ist und v als Windgeschwindigkeit.

Beispiel:
Dipol 2 x 27 m, 2,5 Quadrat, Die Windlast ist Fw = 28,6 N oder ≈ 2,91 kp, bei 4 Quadrat Fw = 36,6 N oder ≈ 3,73 kp.

Zur Berechnung der Zugkräfte verweise ich auf meinen technischen Kommentar „Rund um die Antenne“ vom 10. April d.J.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Die Induktivität einer langen Spule hängt von ihrer Geometrie und den physikalischen Eigenschaften des Mediums ab. Sie kann durch folgende Formel berechnet werden mit L = μo μr N^{^2} A / l. Innerhalb der Spule ist das magnetische Feld homogen, wenn die Randbedingungen vernachlässigt werden.

Beispiel:
Durchmesser 50 mm, Länge 100 mm, Windungszahl 5, berechnet sich zu
L = 0,616 µH und mit der Drahtlänge von 0,785 m und Drahtdurchmesser
2 mm wird der Ohmsche Widerstand mit Skin-Effekt bei 7,1 MHz, Rac = 0,856 Ω und die Leerlaufgüte Q ≈ 32,1.

Das Magnetfeld innerhalb der Spule kann durch das Ampèresche Gesetz berechnet werden. Es gilt Binnen = μo μr N l / L. Für eine idealisierte Spule mit Strom 1 A wird B = 62,8 µT. Das Feld außerhalb einer langen Spule ist wesentlich schwächer als im Inneren, da sich die Feldlinien innerhalb der Spule konzentrieren.
Für eine ideale lange Spule ist das Feld nicht mehr homogen, sondern nimmt stark ab. Es ähnelt dem Magnetfeld eines magnetischen Dipols, wobei die Feldlinien außerhalb der Spule eher einem Ringmagneten ähneln.
Das Feld außerhalb der Spule entsteht durch die Überlagerung der Felder der einzelnen Windungen. In größerer Entfernung kann man das Magnetfeld durch eine Dipol-Näherung annähern:
Baußerhalb ≈ μo μr / (4π m r hoch 3) mit m = N I A als das magnetische Moment der Spule und r die Entfernung von der Hauptspule. Es gilt auch Baußen ≈ Binnen ⋅ e−r/l. Das Magnetfeld fällt also mit der dritten Potenz der Entfernung ab, was bedeutet, dass es schnell schwächer wird. In der Nähe der Spule sind die Feldlinien komplizierter und hängen stark von der Windungsform ab.

Beispiel:
Spulenabstand der Koppelspule 2 mm, dann wird das äußere Feld B ≈ 61,6 µT und der Ohmsche Widerstand unter Berücksichtigung des Skin-Effektes ist Rac ≈ 0,856 Ω und der Verlust Pv ≈ 0,856 W.

Der Koppelgrad mit einem Abstand von 2 mm ist mit
kgeom = r^{^3} / (r^{^3} + d^{^3}) und d = 50 mm kgeom = 0,9995 und bedeutet, dass die beiden Spulen stark gekoppelt sind. Mit kgeom kann der Wert der Gegeninduktivität zu M ≈ kgeom mal Wurzel L1 L2 berechnet werden.

Die Eigenkapazität einer langen Spule beschreibt die parasitäre Kapazität zwischen benachbarten Windungen. Diese beeinflusst das Resonanzverhalten und kann eine Eigenresonanz verursachen. Näherungsweise gilt für die Eigenkapazität einer zylindrischen Spule
C ≈ εo εr A / d, alternativ dazu gibt es eine Formel nach Medhurst mit etwa 0,5 – 2 pF pro cm Durchmesser und ergibt näherungsweise für oben berechnete Spule C ≈ 7,5 pF. Manchmal wird die Eigenkapazität mit dem Durchmesser in cm der Spule etwa gleich der Eigenkapazität abgeschätzt.

Die Eigenresonanz berechnet sich in bekannte Weise mit L = 0,616 µH und der Eigenkapazität von 7,5 pF zu 7,4 MHz. Oberhalb dieser Frequenz verhält sich die Spule wie eine Kapazität und verliert die Eigenschaften als Spule. Die Betriebsfrequenz muss immer unterhalb der Eigenresonanz betrieben werden.

Wer mehr wissen will, sei auf meinen Beitrag: „Induktivitäten in der täglichen
Praxis“ verwiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Die Induktivität einer quadratischen Schleife ist L ≈ μo ⋅ l ⋅ ( ln( 2 l / d) + c ) mit c einer empirischen Konstanten, die zwischen 1 und 2 liegt. Die empirische Konstante c hängt von der Stromverteilung ab. Für eine quadratische Schleife liegt c typischerweise zwischen 1 und 2.

Beispiel:
Quadratische Schleife l = 1m, d = 10 mm Kupferrohr, 7,1 MHz. Die Induktivität berechnet sich zu L ≈ 10 μH und die Impedanz der quadratischen Schleife bei 7,1 MHz wird, unter Berücksichtigung des Skin-Effekts von Rac = 0,91 Ω, Z ≈ ( 0,91 + j 445 ) Ω – ohne Strahlungswiderstand.
Der Strahlungswiderstand einer quadratischen Schleife beschreibt, wie effektiv die Schleife elektromagnetische Energie abstrahlt und ist Rs ≈ 20 π^2 ( A / λ^2)^2, mit A als Fläche der Schleife.

Beispiel:
Quadratische Schleife 1m × 1m, 7,1 MHz, der Strahlungswiderstand berechnet sich zu Rs ≈ 0,27 Ω. Große Schleifen oder höhere Frequenzen verbessern die Strahlungsleistung. Aus Strahlungswiderstand und Verlustwiderstand berechnet sich der Wirkungsgrad zu η = 0,27 / (0,27 + 0,91 ) = 22,8 Prozent.

Eine quadratische Schleife ist daher die bessere Lösung für eine Loop, was die Ingenieure der DDR schon damals erkannt, wohl besser berechnet, haben und im KSG 1300 System ein automatisches CC – Anpassnetzwerk für quadratische Loop`s von 2 mal 2 und 4 mal 4 Metern entwickelten, dessen Wirkungsgrad den Wert von η = 99,8 % erreicht.

Das magnetische Feld einer quadratischen Schleife kann mit den Gesetzen der Elektrodynamik berechnet werden. Die grundlegende Methode ist das Biot-Savart-Gesetz.
Eine quadratische Schleife erzeugt ein Magnetfeld ähnlich einer kreisförmigen Schleife, aber mit komplexeren Feldlinien aufgrund der Ecken. Das Feld ist besonders stark in der Mitte der Schleife und fällt außerhalb schnell ab.
Das Magnetfeld an einem beliebigen Punkt wird durch die Summe der Beiträge der vier Seiten der Quadratschleife bestimmt wobei jede Seite der quadratischen Schleife einen Anteil zum Magnetfeld beiträgt. Das resultierende Feld kann durch Integration über alle Seiten bestimmt werden. Im Zentrum der quadratischen Schleife ist das Magnetfeld am Stärksten.
Für eine quadratische Schleife der Seitenlänge a mit Strom I ergibt sich für das Feld im Mittelpunkt Bcenter ≈ 2 mal Wurzel 2 μo I / π a. Das Ergebnis zeigt, dass das Feld direkt von der Stromstärke und der Schleifengröße abhängt.

Beispiel:
100 Watt, Impedanz aus oben berechneten Werten Z = (1,18 + j 445) Ω. Daraus ergibt sich die Stromstärke Ieff = P / ∣Z∣ = 0,22 A und die magnetische Induktion Bcenter ≈ 0,176 µT.
Das Magnetfeld von 0,176 µT ist extrem schwach und stellt keinerlei Gefahr für Menschen oder elektronische Geräte dar. Zum Vergleich: Das Erdmagnetfeld hat typischerweise 25 – 65 µT und MRI Scanner arbeiten mit Magnetfeldern im Bereich von 1 – 7 Tesla, also Millionen Mal stärker als das berechnete Feld. Magnetfelder dieser Größenordnung haben keine nachgewiesenen gesundheitsschädliche Wirkung auf den Menschen.

Wer mehr wissen will sei auf das „Taschenbuch der Hochfrequenztechnik“, Meinke, Gundlach, Löchere, Lange und auf meinen Artikel „Die Antenne macht die Musik“ verwiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Die Induktivität einer quadratischen Schleife ist L ≈ μo ⋅ l ⋅ ( ln ( 2 l / d) + c ) mit c einer empirischen Konstanten, die zwischen 1 und 2 liegt. Die empirische Konstante c hängt von der Stromverteilung ab. Für eine quadratische Schleife liegt c typischerweise zwischen 1 und 2.

Beispiel:
Quadratische Schleife l = 1m, d = 10 mm Kupferrohr, 7,1 MHz. Die Induktivität berechnet sich zu L ≈ 10 μH und die Impedanz der quadratischen Schleife bei 7,1 MHz wird, unter Berücksichtigung des Skin-Effekts von Rac = 0,91 Ω, Z ≈ ( 0,91 + j 445 ) Ω – ohne Strahlungswiderstand.
Der Strahlungswiderstand einer quadratischen Schleife beschreibt, wie effektiv die Schleife elektromagnetische Energie abstrahlt und ist Rs ≈ 20 π^2 ( A / λ^2)^2, mit A als Fläche der Schleife.

Beispiel:
Quadratische Schleife 1m × 1mm, 7,1 MHz, der Strahlungswiderstand berechnet sich zu Rs ≈ 0,27 Ω. Große Schleifen oder höhere Frequenzen verbessern die Strahlungsleistung. Aus Strahlungswiderstand und Verlustwiderstand berechnet sich der Wirkungsgrad zu η = 0,27 / (0,27 + 0,91 ) = 22,8 Prozent.

Eine quadratische Schleife ist daher die bessere Lösung für eine Loop, was die Ingenieure der DDR schon damals erkannt, wohl besser berechnet, haben und für das KSG 1300 System ein automatisches CC – Anpassnetzwerk für quadratische Loop`s von 2 mal 2 und 4 mal 4 Metern entwickelten, dessen Wirkungsgrad den Wert von η = 99,8 % erreicht.

Wer mehr wissen will, sei auf das „Handbuch der Hochfrequenztechnik“, Meinke, Gundlach, Löchere, Lange verwiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Die Induktivität einer Spule mit nur einer einzelnen Windung zu berechnen, erfordert etwas Gehirnschmalz. Die Induktivität ist
L = μo ⋅ μr⋅ r ( ln 8r/d −2 + K ), mit μo als magnetische Feldkonstante – 4π × 10⁻⁷ H/m, μr = relative Permeabilität des Mediums – für Luft = 1, r Radius der Leiterschleife, d Durchmesser des Leiters, K Korrekturfaktor, abhängig von der exakten Form und dem Frequenzbereich – in etwa 0,5 bis 1.

Beispiel:
Radius der Schleife r = 0.5 m, d = 10 mm Kupferrohr, μo = 4 pi 10^-7 H/m, μr = 1, ohne Korrekturfaktor. Die Induktivität beträgt 2,5 µH und der Ohmsche Widerstand der Schleife R = 0.69 mΩ, ohne Berücksichtigung des Skin Effektes.
Wird dieser Berücksichtigt dann steigt der Ohmsche Widerstand bei 7,1 MHz der Kupfer-Spule von 0,69 mΩ auf 19,6 mΩ und für die Dimensionierung eines passenden Anpassnetzwerkes die Impedanz der Leiterschleife Z = ( 0,0196 + j 111,6 ) Ω.

Wer mehr wissen will sei auf das „Electronics Designers‘ Handbook“ von Lawrence Joseph Giacoletto hingewiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

Verlustleistung wird in Wärme gewandelt. Während im Amateurbereich Kabel nicht gekühlt werden, muss die Wärme aktiver Bauteile durch Kühlkörper oder einen kühlenden Luftstrom abgeführt werden.

1.Statische Berechnung.
Die Berechnung des Wärmewiderstands Rth hilft sicherzustellen, dass ein Bauteil – wie ein Transistor – unterhalb sicherer Betriebstemperaturen bleibt. Der grundsätzliche Zusammenhang zur Berechnung des Wärmewiderstands ähnelt dem des Ohmschen Gesetzes und ist definiert als Temperatur Differenz zwischen Bauteil und Umgebung bezogen auf die abgegeben Verlustleistung des Bauteils.

Beispiel:
Ein Bauteil mit einer Versorgungsspannung U = 12 V und einem Strom I = 5 A gibt ein Leistung von P = 60 Watt ab. Angenommen aus dem Datenblatt ist eine maximale Temperatur von t = 125 °C erlaubt und die höchst zu erwartende Umgebungstemperatur sei 40 °C, dann berechnet sich daraus der thermische Widerstand Rth,max = 85 °C / 60 W = 1,416 K/W. Bei der Auswahl eines geeigneten Kühlkörpers muss Rth,max des im Datenblatt angegebenen Rth des Kühlkörpers geringer oder gleich dem berechneten sein, um eine sichere Wärmeableitung zu gewährleisten. Die Wärmeleitfähigkeit für Aluminium ist λ = 205 W/mK und Kupfer λ = 390 W/mK und sind typische Materialien für Kühlkörper. Kupfer hat also die bessere Wärmeleitfähigkeit, ist allerdings schwerer.

2. Dynamische Berechnung.
   Die Berechnung des Wärmewiderstands im Pulsbetrieb ist ein wenig komplexer. Sie erfordert eine zeitabhängige Analyse der Wärmeübertragung und die Berücksichtigung der thermischen Masse sowie der Zeitkonstante des Systems.

Da bei der dynamischen Betrachtung der Wärmewiderstand dynamisch auf kurzfristige Temperaturanstiege reagieren muss und die Wärmekapazität des Bauteils und des Kühlkörpers berücksichtigt werden muss. Im Pulsbetrieb wird Wärme nicht kontinuierlich, sondern in Pulsen dem Bauteil zugeführt. Die thermischen Eigenschaften werden durch die thermische Zeitkonstante τ bestimmt, die angibt wie schnell sich die Temperatur eines Systems bei einer Wärmeeinwirkung verändert. Die Funktion ist eine abfallende e-Funktion mit dem Argument – t/τ.

Die Wärmekapazität c eines Materials ist ein Maß für die Fähigkeit Wärme zu speichern. Die Temperaturänderung kann nicht allein über den statischen Wärmewiderstand beschrieben werden, sondern erfordert eine dynamische Betrachtung. Der dynamische Wärmewiderstand Rth, dyn ist eine zeitabhängige Funktion der Wärmeentwicklung. Mit T(t) = Rth,dyn ⋅ Pimpuls ⋅ (1− e hoch-t/τ) berechnet sich die Temperatur zum Zeitpunkt t, mit P als Impulsleistung während des Pulses, τ der Zeitkonstante, abhängig von der Masse und der Wärmekapazität des Kühlkörpers und des Bauteils.
Die Pulsleistung hängt ab von der Energie E des Pulses und seiner Dauer t und ist Pimpuls = E / t mit t als das Impulsintervall falls die Leistung nicht kontinuierlich ist und der Arbeitszyklus des Pulsbetriebs berücksichtigt werden muss. Der mittlere Wert wird über das Ein-/Aus-Verhältnisse – Duty Cycle – berücksichtigt, Peff = P Impuls mal D.

Beispiel:
Für den Pulsbetrieb mit einer Einschaltzeit von t = 0,1 s und einer Gesamtzyklusdauer von t ges= 1 s ergibt sich D = ton/tges = 0,1 / 1 = 0,1.

Die thermische Zeitkonstante τ des Kühlkörpers wird durch seine Masse, seine spezifische Wärmekapazität c und den Wärmewiderstand Rth bestimmt und ist τ = Rth mal m mal c.

Beispiel:
Ein Kühlkörper aus Aluminium mit c = 900 J/kgK und einer Masse von m = 0,5 kg und einem statischen Wärmewiderstand von Rth = 10 K/W} verwendet wird die thermische Zeitkonstante τ = 10 mal 0,5 mal 900 = 4500 s. Eine größere Masse führt zu einer größeren Zeitkonstanten und zu einer größeren Wärmeträgheit.

Die Temperatur des Bauteils während eines Pulses setzt sich aus dem sofortigen Temperaturanstieg durch den Impuls und der Abkühlung zwischen den Pulsen zusammen. Die Wärme verteilt sich im Kühlkörper und wird an die Umgebung abgegeben. Die maximale Temperatur wird durch Überlagerung der Puls- und Pausenphasen berechnet: Tmax = Rth mal Peff + Ta, um eine effiziente Wärmeableitung zu gewährleisten. Eine größere Masse führt zu höherer Wärmekapazität und längeren Zeitkonstanten. Materialien mit hoher Wärmeleitfähigkeit sind Kupfer und Alu, deren Oberfläche durch Kühlrippen zur besseren Wärmeabgabe vergrößert wird. Ta ist die Anfangstemperatur.

Wer mehr wissen will sei auf die Berechnung von Kühlkörpern im statischen und dynamischen Betrieb in den Funktechnischen Arbeitsblättern und auf das „Taschenbuch der Hochfrequenztechnik“, Meinke, Gundlach, Löcherer, Lange, verwiesen.

Dr. Walter Schau, DL3LH

ist das Verhältnis von Blindwiderstand zum wirksamen Ohmschen Widerstand.

Beispiel:

Frequenz f = 7,1 MHz, Induktivität L = 3 Mikro Henry und einem angenommenen Ohmschen Widerstand von R = 0.05 Ω ist die Güte = 2672 ohne Berücksichtigung des Skin Effektes.

Mit der Skin-Tiefe von 24 Mikro Meter bei 7,1 MHz wird der wirksame Ohmsche Widerstand für Kupfer R = 0,781 Ω und die Leerlaufgüte Q = 171. Wird magnetischen Material verwendet, verringert sich Güte auf einen Wert von ca. Q = 100.

Die Leerlaufgüte der gleichen Spule bei f = 30 MHz und sonst gleichen Parametern, der Skin-Tiefe von 12 Mikro Metern berechnet sich zu Q = 362. Die Leerlaufgüte steigt bei höheren Frequenzen ungefähr mit dem Faktor Wurzel (f2/f1).
Ist die Güte und der Induktivitätswert bekannt, kann durch Umstellung der Definitionsgleichung der wirksame Ohmsche Widerstand und mit dem Strom durch die Spule die Verlustleistung in der Induktivität berechnet werden.

In Resonanzkreisen bestimmt die Güte der Spule und die Güte des Kondensators die Kreisgüte. Der Verlust im Kondensator ist proportional zum Quadrat der anliegenden Spannung, dem Leitwert und dem Verlustwinkel tan Delta und meist vernachlässigbar.
In einem Serienkreis ist – bei Resonanz – der Strom im Kreis Q mal größer, als der Strom außerhalb der Resonanz, beim Parallelkreis die Resonanzspannung Q mal größer als die Spannung weit ab der Resonanz mit der Folge, dass in beiden Kreisen die Verluste im Resonanzfall ein Maximum erreichen.
Dabei ist das Q in diesem Fall das Betriebs QB, dass von der äußeren Beschaltung abhängt und immer kleiner ist als das Kreis Q. Damit die Betriebsgüte möglichst hoch bleibt, wird die Quelle und die Last beim Parallelkreis an einer Anzapfung oder mittels Koppelspulen geringen Koppelgrades zugeführt.

Beispiel ist der Fuchskreis zur Anpassung von Langdrähten, der bei hoher Resonanzschärfe auch hohe Verluste aufweist und daher nur für den Portabel Betrieb geeignet ist. Die Verluste im Resonanzfall sind proportional zum Quadrat der Betriebsgüte. Besser ist daher eine einfache Ls Cp-Anpassung (Serien L, parallel C) zur Transformation der Impedanz des Senders in die Impedanz der Antenne.
Ein Parallelkreis muss mit Konstant-Strom, der Reihenkreis mit Konstant-Spannung betrieben werden, damit die zueinander dualen Eigenheiten beider Kreise erhalten bleiben.

Wer mehr wissen will sei auf das „Electronics Designers‘ Handbook“ von Lawrence Joseph Giacoletto hingewiesen. Dort sind ausführliche Berechnungen zum Thema Güte vorhanden.

Dr. Walter Schau, DL3LH